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Der kurze Weg geht hier entlang:
LED-Treiber-555 mit N-Kanal-MOSFET (Step-Down) (1.2.2005)
LED-Treiber-555 mit P-Kanal-MOSFET (Step-Down) (13.2./15.2.2005)
Nachgelegt: Oszillogramme zum LED-Treiber-555 (7.11.2016)
Integrierter 1A-LED-Treiber mit MIC3201 (Step-Down) (11.04.2010)
Integrierter 1A-LED-Treiber MIC3202 (Step-Down) (25.12.2010)
Integrierter LED-Treiber-Controller MIC3203 (Step-Down) (25.12.2010)
MIC320x-Assistor (19.12.2010)
Timer-555-Tipps (15.2./11.10.2005/22.2.2009)
Folgende Beiträge sind nun im Archiv:
LED-Treiber-555 für 170mA (Step-Down) (25.12.2003, Archiv)
LED-Treiber-555 für 240mA (Step-Down) (29.1.2005, Archiv)
LED-Treiber-555 für 350mA (Step-Down) (25.12.2004, Archiv)
Vampirschaltungen (Akku-/Batterie-Betrieb, Step-Up):
BAUSTELLE
Die Vampirschaltungen werden bei Gelegenheit in überarbeiteter Form erscheinen.
Getaktete LED-Treiber sind Schaltungen, die LEDs mit dem Prinzip von Schaltnetzteilen ansteuern. Der Grund ist derselbe, nämlich ein hoher Wirkungsgrad von 70% bis über 90%.
"Getaktet" heißen die Treiber, weil in irgend einer Form ein Takt eines Oszillators (20 kHz bis zu mehreren MHz) vorhanden ist, mit dem über elektronische Schalter (bipolare Transistoren oder MOSFETs) die in Spulen oder Kondensatoren aufgebaute Energie mit möglichst wenig Verlusten an die zu treibenden LEDs übertragen und an deren Flussspannung angepasst wird.
Entstörmaßnahmen nötig
Einen wesentlichen Nachteil von getakteten LED-Treibern darf man nicht unerwähnt lassen: Aufgrund der schnellen Schaltvorgänge sind Entstörmaßnahmen unumgänglich, vor allem bei größeren LED-Strömen. Insgesamt ist der Aufwand für einen getakteten LED-Treiber also deutlich höher als für einen linearen.
In dieser Rubrik sollen eine Reihe von verschiedenen getakteten LED-Treibern für kleine und große LED-Ströme vorgestellt werden, zunächst Step-Down-Wandler basierend auf Standard-Bausteinen und einige Step-Up-Wandler mit Spezialbausteinen (die es leider nicht im Hobby-Laden gibt).
Natürlich haben alle diese Vorschläge die für einen soliden LED-Treiber wichtige Eigenschaft, nämlich dass der LED-Strom konstant ist. Es handelt sich als genau genommen um getaktete Konstantstromquellen.
Weitere Spezialbausteine (Januar 2006)
Darüber hinaus gibt es inzwischen auch eine große Zahl von integrierten Bausteinen, die von den allseits bekannten Power-Management-Halbleiterherstellern speziell zum Treiben von LEDs angeboten werden. Auf deren Websites ist normalerweise ausführliche Dokumentation verfügbar.
LED-Treiber-555 mit N-Kanal-MOSFET (1.2.2005)
Es gibt nichts, das man nicht verbessern könnte - das gilt auch für den LED-Treiber-555!
Ursprünglich ging es bei diesem LED-Treiber nur darum, mit dem weit verbreiteten Timer-555 einen einfachen LED-Treiber zu bauen und möglichst auch die LEDs direkt damit zu treiben, was für nicht allzu große LED-Ströme mit dem bipolaren Timer-555 (z.B. NE555) auch ganz passabel klappt.
Mit dem Essen kam der Appetit - und nun auch eine Version mit externem MOSFET T3 als Leistungsschalter.
Das Ergebnis überzeugt, denn der Wirkungsgrad dieser Version liegt mit dem CMOS-Timer-555 je nach Bauelementeauswahl, Zahl der Luxeon™-LEDs und der Versorgungsspannung im Bereich von ca. 84% bis 92% - also eine echt coole "DeLuxeon"-Ausführung!
Gegenüber den ursprünglichen Versionen wurde der Stromspiegel-Verstärker T1/T2 noch mit einem weiteren PNP-Transistor T4 zum Wilson-Stromspiegel verfeinert.
Achtung: Die Emitter-Anschlüsse von T1/T2 sind nun gegenüber den anderen Ausführungen vertauscht. Damit erreicht man die korrekte Ansteuerung des MOSFETs.
Aufgrund des diskreten Aufbaus mit Einzeltransistoren bleiben die kleinen Schwachpunkte dennoch erhalten:
- T1 und T2 müssen thermisch gut gekoppelt sein, sprich sollen immer dieselbe Temperatur haben.
- Der LED-Strom ist von der guten Paarung der bipolaren Transistoren (insbesondere von den Eingangskennlinien und Stromverstärkungen der Transistoren T1/T2) abhängig.
Besser dafür geeignete Doppel-Transistoren BC857BS und BCV62B (NXP/Philips) bzw. BC807U, BC856S/U, BC857S (alle Infineon) und einigen anderen Halbleiterherstellern reduzieren diese kleine Schwäche, sind allerdings nicht unbedingt im Hobbyladen zu bekommen. Mit zwei dieser Doppel-Transistoren könnte man sogar eine vollständig symmetrische "Full-Wilson"-Schaltung realisieren.
Bei etwa symmetrischen Eigenschaften dieser Transistoren gilt bei der angegebenen Dimensionierung von R1 und R2 für den mittleren LED-Strom die einfache Formel:
ILED = 0,07V/R1
Anmerkungen: Es muss tatsächlich 0,07V und nicht 0,7V heißen - ein vorteilhaft geringer Spannungsabfall!
Die vorgeschlagenen R1=0,2 Ohm entstehen aus 5x 1 Ohm parallel, die besser zu bekommen sind als Werte unter 1 Ohm. Ggf. kann man mit weniger 1Ohm-Widerständen parallel geschaltet den Maximalstrom beim Inbetriebnehmen auch geringer einstellen oder - falls verfügbar - auch einen 0,22Ohm-Widerstand nehmen für einen nicht ganz so extremen LED-Strom von 320mA.
Dieser LED-Strom ist - wie erwünscht - relativ unabhängig von der Versorgungsspannung und die LED-Stromwelligkeit beträgt ca. ±16%, also etwa das empfohlene Maximum für die Luxeon™-LEDs.
Bei meinem Versuchsaufbau hat alles auf Anhieb recht genau mit den Berechnungen (und Simulationen, s.o.) übereingestimmt.
Sollte der tatsächliche LED-Strom jedoch stark vom berechneten Wert abweichen, liegt es wahrscheinlich an stark unterschiedlichen Stromverstärkungen von T1 und T2. Deshalb hierfür unbedingt gleiche Typen mit gleicher Klassifizierung (also z.B. zweimal BC557B oder BC557C und nicht einmal B und einmal C) möglichst vom gleichen Hersteller nehmen oder gleich die aufgeführten Doppel-Transistoren.
Klare Verhältnisse
Verblüffend an obigen LED-Treibern-555 ist die Tatsache, dass die Schaltungen alle keine Referenz-Spannung benötigen und dennoch bei schwankender Versorgungsspannung einen relativ konstanten LED-Strom liefern. Das Geheimnis ist der Stromspiegel-Verstärker, der - ganz nach dem bewährten 555-Prinzip - unabhängig von der Versorgungsspannung mit Strom- bzw. Spannungs-Verhältnissen arbeitet und hierfür die festen 1/3- bzw. 2/3-Trigger-Schwellen des Timers ausnützt.
Der Spule Kern
Wie bei allen spulenbasierenden getakteten LED-Treibern ist des Pudels Kern eine solide Spule, die beim LED-Spitzenstrom nicht in Sättigung gerät - man kann es nicht oft genug wiederholen!
Bei obiger Dimensionierung sind es etwa 400mA. Mit einer 500mA-Spule liegt man also auf der sicheren Seite - je mehr, desto besser und um so niederohmiger und damit verlustärmer ist die Wicklung, um so höher ist der Wirkungsgrad ...
Die Induktivität der Spule hat aufgrund des Hysterese-Prinzips mit zwei festgelegten Schaltschwellen (Dreieck-Oszillator) keinen Einfluss auf den LED-Strom, sondern nur auf die Frequenz, die zwangsläufig auch von der jeweiligen Versorgungsspannung und der LED-Flussspannung abhängig ist. Die Taktfrequenz liegt bei der angegebenen Dimensionierung und maximaler Versorgungsspannung bei einigen zig kHz.
Mit einer kleineren Induktivität würde die Taktfrequenz steigen, was beim CMOS-Timmer-555 und einem MOSFET mit ausreichend kleiner Gate-Eingangs-Kapazität (im Bereich 500pF) jedoch keine größeren Probleme bereitet.
PWM-Dimmen noch einfacher
Bei der Version mit MOSFET lässt sich der LED-Treiber-555 ausgesprochen einfach am Reset-Pin ein- und ausschalten und natürlich auch dimmen (am besten von 0 bis 100% mit dem immer wieder empfohlenen PWM-Dimmer, PWM-Ausgang hier aktiv HIGH), denn die Schaltung spricht ungemein schnell an. Es ist eine wahre Freude, das angedimmte Zickzack des LED-Stromes (gemessen an R1) auf dem Oszilloskop zu betrachten!
Da sich bei besonders niedrigen Dimmstufen der Spulenstrom nicht bis auf den vorgesehenen Maximalwert aufbauen kann, ist der LED-Strom in diesem Zustand nicht mehr unabhängig von der Versorgungsspannung.
Der Pull-Up-Widerstand R4 ist wegen des hochohmigen CMOS-Einganges beim CMOS-Timer-555 bereits in der Schaltung vorgesehen, kann also beim PWM-Dimmer entfallen (dort R5).
Mal EIN - mal AUS
Mittels Schaltkontakt oder Transistor nach GND kann man die LED am PWM-DIM-Anschluss deaktivieren.
LED-Treiber-555 mit P-Kanal-MOSFET - Plug & Play
(13.2.2005)
Falls man für den LED-Treiber-555 mit N-Kanal-MOSFET nicht die nötigen PNP-Transistor-Paare für den Stromspiegelverstärker zur Verfügung hat oder sich das Aussuchen geeigneter Einzeltransistoren ersparen möchte, kann man das auch einfacher haben - allerdings mit (minimal) größerem Bauteileaufwand.
Die folgende Plug&Play- oder besser Löt&Leucht-Version (nun mit P-Kanal-MOSFET) verwendet statt des Stromspiegel-Verstärkers der obigen LED-Treiber-555 jetzt zwei Komparatoren und benötigt deshalb zusätzlich eine 1,25V-Spannungsreferenz in Form eines LM317L (z.B. im TO-92- oder SO-Gehäuse).
Denn bei dieser Ausführung werden nun nicht mehr die von der Versorgungsspannung unabhängigen Trigger-Schwellen des Timers-555 ausgenützt, sondern die Trigger-Schwellen sind durch die beiden Referenzspannungen (83mV und 64mV) an den beiden Komparatoren bestimmt, die von der Referenzspannung Uref abgeleitet werden.
Der Timer dient nun nur noch als Flip-Flop für den Dreiecks-Oszillator und als MOSFET-Treiber.
Damit der MOSFET immer schnell und gut gesperrt wird, kommt nur die CMOS-Timer-555-Ausführung in Frage. Ansonsten riskiert man aufgrund unsauberen Taktens des MOSFETs einen deutlich zu hohen LED-Strom.
Fast nur Vorteile
Das bei allen oben vorgestellten LED-Treibern-555 angewandte hysteresegesteuerte Regelprinzip hat gegenüber "normalen" PWM-Step-Down-Wandlern (Buck-Converter) gleich drei wesentliche Vorteile:
- Die Zweipunktregelung ist ungemein schnell, d.h. der LED-Spitzenstrom wird ohne erhöhten Einschaltstrom bereits im ersten (etwas verlängerten) Taktzyklus erreicht, wodurch PWM-Dimmung auch mit höheren Dimm-Taktraten sinnvoll möglich ist.
- Die Schaltung benötigt keine aufwendigen Maßnahmen zur Phasenkompensation und ist deshalb immer stabil und robust im Betrieb.
- Es ist ggf. nur ein kleiner Spannungsspielraum (Drop-Spannung) zwischen Versorgungsspannung und LED-Flussspannung nötig.
MOSFET-Auswahl
Statt des vorgeschlagenen P-Kanal-MOSFETs IRF5305 kann man auch eine andere P-Kanal-Ausführung nehmen, solange deren Gate-Eingangs-Kapazität nicht mehr als etwa 1,5nF und die Gate-Source-Schwellenspannung (deren Betrag) <4V ist.
Es muss auch keinesfalls ein TO-220-Gehäuse sein - ganz im Gegenteil, denn die Verlustleistung ist (je nach RDS(on) des verwendeten MOSFETs) sehr gering und alles bleibt absolut cool (also ohne dass irgendwelche Kühlmaßnahmen nötig wären) - bis auf die gepowerten LEDs!
Zum Beispiel mit einem IRF7205 im SO-8-Gehäuse und max. 3V Gate-Source-Schwellenspannung könnte man den LED-Treiber nicht nur sehr kompakt bauen, sondern diesen darüber hinaus vermutlich sogar herunter bis 4,2V[3] Versorgungsspannung betreiben können (mangels IRF7205 habe ich das aber noch nicht praktisch überprüft).
Dann würde es für sehr kompakten Aufbau Sinn machen, die anderen ICs ebenfalls im SO-Gehäuse zu nehmen.
Wie auch immer, es lassen sich - je nach Versorgungsspannung und Wahl der anderen Bauteile (besonders MOSFET T1, Spule L1 und Diode D1) - wiederum Wirkungsgrade >90% ganz ohne Kühlung des LED-Treibers erreichen.
Verschiedene Tweaks
Solange die Versorgungsspannung des LED-Treibers etwa 1,5V über der Gesamt-LED-Flussspannung liegt, kann man 1, 2 oder 3 Stk. weiße bzw. blaue 1W-Luxeon™-LEDs treiben. Bei anderen LED-Farben bleibt wegen den geringeren LED-Flussspannungen dann etwas mehr Spannungsspielraum oder es klappen ggf. bis zu 4 LEDs in Reihe.
Wenn die Oszillator-Frequenz bei mehreren LEDs zu klein wird (besonders bei geringem Spannungsspielraum), nimmt man für L1 eine entsprechend kleinere Induktivität, also z.B. 330µH oder 220µH.
Aber immer daran denken:
Die Spule L1 unbedingt für den tatsächlichen Spitzenstrom auslegen: Imax = 83mV/R1 zzgl. ausreichend Spielraum nach oben, damit sie unter keinen Umständen in Sättigung gerät!
Eine Spule, die für einen höheren Strom ausgelegt ist, hat zwar normalerweise einen etwas größeren Kern, aber auch einen geringeren ohmschen Wicklungswiderstand. Ein paar zig Milliohm sind immer OK. Was in den Ohm-Bereich oder gar darüber kommt, schadet natürlich merkbar dem Wirkungsgrad.
LED-Strom ganz nach Wunsch
Für den mittleren LED-Strom gilt bei der angegebenen Dimensionierung (von Uref, R4, R5 und R6) ganz einfach:
ILED = 74mV/R1
Für 3W-Luxeon™-LEDs mit ca. 700mA LED-Strom wäre R1 demnach also nur noch 0,11 Ohm (z.B. 2x 0,22 oder 3x 0,33 Ohm parallel).
Die LED-Stromwelligkeit lässt sich sehr einfach aus der Hysteresespannung 83mV - 64mV = 19mV berechnen und ist wiederum (nahezu) unabhängig von der Induktivität der Spule L1:
ΔILED = 19mV/R1
bzw. ΔILED/ILED = 19/74 = 0,26 = ±13%.
Die tatsächlich gemessenen Ströme (auch die LED-Stromwelligkeit) sind in Wirklichkeit minimal größer als die berechneten Werte. Der Grund sind die Ansprechverzögerungszeiten der beiden Komparatoren und des CMOS-Timers.
Tipp: Den tatsächlichen LED-Stromverlauf misst man indirekt über den Spannungsabfall an R1. Mittels Oszilloskop kann man an dieser Stelle auch überprüfen, ob die Spule nicht in Sättigung gerät.
PWM-Dimmen - einfach wie immer ... (13.2.2005)
Da der verwendete Dual-Komparator LM393 Open-Kollektor-Ausgänge hat, kann man diesen PWM-Dimmer direkt am Anschluss PWM-DIM parallel anschließen (PWM-Ausgang aktiv HIGH beschalten, siehe dortige Anmerkungen).
Mit einem Kontakt von PWM-DIM nach GND wäre die LED in obiger Schaltung einfach abzuschalten.
Der nötige Pull-Up-Widerstand ist bereits "on-board" (hier R3), d.h. der Pull-Up-Widerstand der Dimmer-Schaltung (dort R5) kann entfallen.
... wenn man folgende Dinge beachtet (4.10.2009)
Beim PWM-Dimmen darf die PWM-Frequenz nicht zu groß sein (je nach minimaler Taktfrequenz des LED-Treibers maximal ein paar 100 Hz) und am Anschluss PWM-DIM muss sowohl eine Pegel-Anpassung erfolgen als auch unbedingt mit einem Open-Drain/Collector-Ausgang angesteuert werden, wie es bei meinem PWM-Dimmer-Vorschlag automatisch der Fall ist!
Im Unterschied zur Version mit N-Kanal-MOSFET geht der Eingang PWM-DIM hier nicht an den /RESET-Eingang des TLC555 (das wäre bei der P-Kanal-MOSFET-Version fatal) sondern an den (analogen) Trigger-Eingang des TLC555, dessen Triggerschwelle bei ca. 1/3 der Versorgungsspannung liegt.
PWM-DIM darf NICHT mit einem Push-Pull-Ausgang angesteuert werden, der bei HIGH-Pegel sonst ggf. mit dem Ausgang von IC2B kollidiert, falls letzterer auf LOW gehen will, um den MOSFET bei Erreichen des LED-Spitzenstromes abzuschalten. In einem solcher Fall wäre der MOSFET dann nicht mehr abschaltbar, was die LED schließlich an Überstrom sterben ließe.
Weitere Tipps zum Aufbau (4.10.2009)
Bei dieser Gelegenheit noch weitere (grundsätzliche) Tipps für zuverlässigen und störungsfreien Betrieb eines getakteten LED-Treibers:
- Je nach Länge und Querschnitt der Versorgungszuleitungen und dem LED-Maximalstrom ggf. C1 deutlich größer dimensionieren (470µF oder gar 1.000µF).
- Bei jedem getakteten LED-Treiber sollten die LED-Zuleitungen möglichst kurz sein.
- Für das Platinen-Layout gilt bei getakteten LED-Treibern dasselbe wie bei Schaltreglern (zu diesem Thema gibt es dicke Bücher und viele Applikationsvorschläge).
Nachgelegt: Oszillogramme zum LED-Treiber-555 (7.11.2016)
Obwohl seit der Vorstellung meiner 555-basierenden Hysterese-Mode-LED-Treiber Ende 2003 inzwischen solche LED-Treiber fast von jedem Hersteller analoger ICs voll integriert in teilweise sehr kleinen Gehäusen angeboten werden, schrecken auch heute noch eifrige Hobbyisten nicht davor zurück, eine solche Schaltung anhand meiner alten Vorschläge selbst aufzubauen.
Dass dieser Versuch häufig mit Problemen begleitet ist, hängt meist nicht mit der etwas komplexeren Schaltung, sondern häufig mit der falschen Bauteileauswahl (insbesondere MOSFET, Spule und Diode) und der fehlenden Erfahrung beim Aufbau getakteter Schaltungen zusammen.
Um einen Vergleich mit Signalen eines Selbstbaus zu erlauben, habe ich einen alten Prototypen des LED-Treibers-555 mit einem etwas überdimensioniertem P-Kanal-MOSFET IRF5305 reaktiviert und ein paar Messungen mit einer 1A-Aktiv-Dummy-LED bei 5V Versorgungsspannung und ca. 730mA LED-Strom durchgeführt.
Hier zunächst ein Oszillogramm der Stromfühlerspannung USENSE (Kanal 1) und der Gate-Spannung (Kanal 2) gegenüber GND (Achtung: nicht UGS gegenüber +UB!) gemessen:
Der Mittelwert von USENSE beträgt 73,6mV (arithmetisches Mittel) und stimmt mit dem oben genannten Wert von 74mV sehr gut überein.
Mit einem Stromfühlerwiderstand von 101 mOhm (bei meinem Aufbau per kurzem Stück Widerstandsdraht) errechnet sich der LED-Strom zu 729mA.
Sehr schön zu sehen ist der lineare Anstieg und Abfall des LED-Stroms im eingeschwungenen Zustand (LED-Strom insbesondere nicht per PWM gedimmt), auch wenn es kleine Umschaltspitzen gibt, bedingt durch Leitungsinduktivitäten meines Aufbaus (mein Prototyp war auf einer Laborplatine handverdrahtet, keine geätzte Platine).
Das Einschalten des MOSFETs (fallende Flanke der Gate-Spannung von 5V nach GND) klappt aufgrund des Tricks mit verbundenem Q und DIS beim TLC555 relativ schnell. Der Spulenstrom steigt bis zum Erreichen der oberen Schaltschwelle linear an.
Nur beim langsameren Abschalten (steigende Flanke der Gate-Spannung von GND nach 5V) sieht man bei UGS = -4,2V deutlich das Miller-Plateau, bedingt durch die recht große Eingangskapazität des IRF5305 (laut Datenblatt typ. 1,2nF bei UDS = -25V, per LCR-Meter gemessen sind es stolze 2,4nF bei UDS = 0V und 10kHz). Der Spulenstrom fällt bis zum Erreichen der unteren Schaltschwelle linear ab.
An der Gate-Spannung sieht man auch, dass die Versorgungsspannung keinesfalls kleiner als 5V sein darf. So wird der verwendete (hier nicht unbedingt perfekte) MOSFET gerade noch sauber durchgeschaltet.
Durch die verwendete 47µH-Spule (gemessen 48µH) ergibt sich bei meinem Aufbau eine Schaltfrequenz von 45,9 kHz.
Hier ist ein Burst bei etwa 50% PWM-Tastverhältnis dargestellt (USENSE beträgt nun im Mittel 37,4mV), erzeugt per meinem PWM-Dimmer (bei diesem Aufbau mit ca. 286 Hz PWM-Frequenz):
Man sieht, dass der erste Anstieg bei Kanal 1 im Vergleich zu den folgenden deutlich länger dauert, da der Spulenstrom ab Null aufgebaut wird.
Und hier ein sehr kurzer Burst bestehend aus nur zwei Impulsen (was einem PWM-Tastverhältnis von ca. 2% bis 3% entspricht):
Die erste und die letzte Flanke sind hier deutlich höher aufgelöst.
Aus der angezeigten mittleren Stromfühlerspannung von 1,25mV errechnet sich ein LED-Strom von 12,4mA bzw. nur 1,7% Strom-Tastverhältnis (wegen den beiden verlängerten Flanken etwas weniger als per PWM-Dimmer eingestellt).
Die treibende Spannung ist bei der steigenden Flanke ca. 5V-3,4V = 1,6V, also relativ gering.
Durch den ohmschen Widerstand der Spule und dem Stromfühlerwiderstand (in Summe ca. 0,3 Ohm) flacht sich der Anstieg des Spulenstromes geringfügig ab.
Würde die Spule in Sättigung geraten (was bei meinem Aufbau natürlich nicht der Fall ist), würde der Spulenstrom (bzw. die Stromfühlerspannung USENSE) ab der Sättigung plötzlich stark ansteigen. Das wäre ein Indiz dafür, dass die Spule falsch ausgewählt wurde.
Die fallende Flanke des Spulenstromes am Ende ist wegen der etwas größeren treibenden Spannung (LED + Freilaufdiode) zunächst etwas steiler, flacht aber wegen der abnehmenden LED-Spannung ab, wie man im folgenden Oszillogramm sieht, bei dem bei Kanal 2 die Spannung an der LED-Anode (statt am MOSFET-Gate) gegenüber GND dargestellt ist:
Die kleinen Spannungseinbrüche an der LED könnte man mit einem Kondensator parallel zur LED noch etwas wegbügeln. Ich rate im Normalfall aber davon ab.
Wenn die Oszillogramme insbesondere am Stromfühlerwiderstand so ähnlich wie gezeigt ausschauen (Zeiten abhängig von vielen Parametern), ist der Aufbau gelungen!
Integrierter 1A-LED-Step-Down-Treiber mit MIC3201 (11.04.2010)
Meine ersten Vorschläge von Step-Down-LED-Treibern mit dem Timer-555 habe ich bereits Ende 2003 vorgestellt. Damit meine Website etwas übersichtlicher wird, habe ich diese Beiträge für Interessierte ins Archiv gestellt - bis auf die beiden Schaltungen mit MOSFETs, die weiter oben noch vorhanden sind.
Inzwischen wurden diese Vorschläge mit Hysterese-Prinzip von einigen Halbleiterherstellern in unterschiedlichen Ausführungen für unterschiedliche Versorgungsspannungen und LED-Ströme integriert.
Den MIC3201 von Micrel, der nach demselben Prinzip funktioniert, möchte ich an dieser Stelle vorstellen, und zwar gleich mit einem passenden Dimensionierungs-Tool namens MIC3201-Assistor, das unter Windows® lauffähig ist.
Der MIC3201-Assistor steht sowohl in deutscher als auch in englischer Version zum Download zur Verfügung.
Ausgesprochen einfach
Nun aber zum sehr einfachen Schaltbild eines Step-Down-LED-Treibers mit dem MIC3201, der in einem SOP-8-Gehäuse mit seinem integrierten Schalt-MOSFET bis zu 1A LED-Strom liefern kann.
Hier ist die Schaltung für 700mA und 500kHz Taktfrequenz dimensioniert. Wie wir von obigen 555-basierenden LED-Treibern bereits wissen, ist die Taktfrequenz bei Schaltungen nach dem Hysterese-Prinzip von einigen Randbedingungen abhängig.
Wie man sieht, ist diese Schaltung jener mit N-Kanal-MOSFET sehr ähnlich, nur geht der MIC3201 dank modernerer Technologie und damit bei Bedarf einer möglichen kleineren Induktivität deutlich flotter zur Sache, nämlich maximal mit 1 MHz!
Die maximal zulässige Versorgungsspannung geht statt bis 15V bei meinen 555-basierenden Vorschlägen hier bis 20V.
Kühlkörper integriert
Das Pin mit der ominösen Nummer 9 ist der an der Unterseite des SOP-8 herausgeführte Kühlkörper, der bei einem guten Platinen-Layout per Vias ggf. mit einer größeren GND-Fläche verbunden wird. Der Wirkungsgrad des MIC3201 ist aber so gut, dass man auch bei 500kHz und nur 8 handverlöteten Pins kaum größere Wärmeprobleme haben sollte.
EN und DIM
Und natürlich lassen sich auch bei dieser Schaltung die LEDs per Steuereingang (hier EN) ein- und ausschalten.
Es gibt aber beim MIC3201 noch einen zweiten Steuereingang DIM, der - wie könnte es anders sein - zum PWM-Dimmen verwendet werden kann (siehe weiter unten).
Der funktionelle Unterschied der beiden Steuereingänge liegt sowohl in der Stromaufnahme des MIC3201 im deaktivierten bzw. dunkelgetasteten Zustand als auch in der Einschaltzeit.
Denn aus dem Ruhezustand (Standby) mit max. 1µA Stromaufnahme (gegenüber typ. 1,2mA in aktivem dunkelgetasteten Zustand) benötigt der MIC3201 immerhin 0,3ms (typ.) bis zum Treiben des LED-Stromes, wogegen das Einschalten mittels PWM-DIM nahezu unverzögert erfolgt (natürlich EN bereits vorher aktiviert).
Falls der MIC3201 deaktiviert ist, wird auch sein interner LDO abgeschaltet, der am Pin VCC herausgeführt ist.
Die an VCC vorhandene Spannung von ca. 6V (sofern die Versorgungsspannung groß genug ist) sollte extern nicht groß belastet werden und ist schon wegen der zu hohen Spannung zur Versorgung eines µControllers eher nicht geeignet.
Falls man obige Schaltung per µController ansteuern will, benötigt man also eine separate Versorgung[6], an die man auch die beiden Pull-Up-Widerstände R2 und R3 legen sollte.
Man kann diese beiden Widerstände bei einem CMOS-Push/Pull-Ausgang des µControllers auch weg lassen, aber bei µController-Ansteuerung keinesfalls an eine höhere Spannung als +UµC legen!
Falls weder EN noch DIM benötigt werden, legt man diese Eingänge per R2 und R3 (oder auch mit nur einem Widerstand oder sogar direkt, wie weiter unten gezeigt) an VIN des MIC3201.
LED-Strom (fast) ganz nach Bedarf
Obige Schaltung ist für 700mA dimensioniert. Der LED-Strom ergibt sich beim MIC3201 aus der sehr einfachen Beziehung:
ILED = 0,2V/R1
Die Stromfühlerspannung ist damit mehr als doppelt so groß im Vergleich zum LED-Treiber-555 mit P-Kanal-MOSFET, aber immer noch im üblichen Rahmen.
Aber das ist beileibe noch nicht alles, was es bei dieser Schaltung zu berücksichtigen bzw. zu dimensionieren gibt.
MIC3201-Assistor zur Dimensionierung
Sofern der MIC3201-LED-Treiber an 12V betrieben wird und zwei weiße LEDs treibt, wird die Taktfrequenz bei einer 47µH-Spule bei ca. 500kHz liegen. Das ist genau die Hälfte dessen, was der MIC3201 an Taktfrequenz maximal "schafft".
Die Taktfrequenz ist - wie wir von obigen 555-basierenden LED-Treibern bereits wissen - abhängig von der Induktivität der Spule.
Auch die Versorgungsspannung, die Zahl der LEDs (genau genommen die LED-Summenflussspannung) und der LED-Strom beeinflussen die Taktfrequenz.
Damit das Dimensionieren der Schaltung etwas leichter fällt, habe ich hierfür ein Programm geschrieben, den MIC3201-Assistor:
Zur Bedienung des Programms muss man wenig sagen, denn sie kann intuitiv mittels Zahleneingabe und Tabulator-Taste in der logischen Reihenfolge U_led, I_led, R_sense, U_in und L erfolgen.
Mit jeder Eingabe werden aktuelle Schaltungsparameter neu berechnet und angezeigt, und ggf. werden Vorgabewerte automatisch korrigiert.
Tipps gratis
Sowohl im Info-Fenster als auch wenn man mit der Maus über markante Felder des MIC3201-Assistors zieht (natürlich nicht beim hier gezeigten Bild, sondern nur beim tatsächlichen Programm), werden darüber hinaus ergänzende Tipps und Hinweise angezeigt.
Selbstverständlich kann man auch einzelne Eingabefelder gezielt mit der Maus anklicken und die Eingabe mit der Eingabe-Taste oder der Tabulator-Taste abschließen.
Die Spule richtig dimensioniert
Der MIC3201-Assistor liefert neben der Taktfrequenz aber auch noch einige weitere Angaben, die möglicherweise von Interesse sind.
An erster Stelle ist der Spitzenstrom (I_sense_peak) zu nennen, der 9% über dem LED-Strom liegt und den die Spule unter allen Betriebsbedingungen (wie z.B. bei maximale Betriebstemperatur) "vertragen" muss, ohne in magnetische Sättigung zu geraten.
Meist legt man die Spule für einen deutlich höheren Strom aus und stellt damit auch einen kleineren ohmschen Widerstand sicher, der u.A. den Wirkungsgrad der Schaltung vorteilhaft bestimmt.
Nun, den Spulenspitzenstrom könnte man zur Not auch einfach im Kopf mit 10% (statt den tatsächlichen 9%) über dem LED-Nennstrom überschlägig bestimmen. Aber ohne Berechnung, Ausprobieren oder etwas Erfahrung wird man kaum die tatsächliche Taktfrequenz der Schaltung angeben können.
Und genau hierfür ist der MIC3201-Assistor gedacht!
An anderer Stelle ist beschrieben, was PWM-Dimmen bedeutet und der dort vorgestellte PWM-Dimmer ist natürlich auch für den MIC3201 geeignet.
Was oft übersehen (bzw. in meinem PWM-Beitrag überlesen) wird, ist die Höhe der PWM-Dimmfrequenz bzw. das Verhältnis von Taktfrequenz des MIC3201-LED-Treibers[5] und der PWM-Dimmfrequenz.
Auch hierfür leistet der MIC3201-Assistor durch Angabe der Anstiegs- und Abfallszeit Tr und Tf des LED-Stromes beim PWM-Dimmen und der Zykluszeit Tmic3201 des MIC3201-Taktes gute Dienste.
Zum Abschätzen der maximal möglichen PWM-Dimmfrequenz multipliziert man die gewünschte Dimmauflösung (z.B. 256 digitale Stufen bei einer PWM mittels µController) mit der Zykluszeit Tmic3201 und addiert die Anstiegs- und Abfallzeit Tr und Tf.
Der Kehrwert des Ergebnisses ergibt die maximal mögliche PWM-Dimmfrequenz. Zur Sicherheit nimmt man nur einen Bruchteil dessen, auf jeden Fall unter 20kHz, dem zulässigen Dimmfrequenz-Maximum für den MIC3201.
Bei 256 gewünschten digitalen Dimmstufen dürfte die PWM-Dimmfrequenz bei obiger Schaltung mit 500kHz Taktfrequenz also maximal 1,9kHz sein, bei analogem PWM-Dimmen mit 1% Auflösung (entsprechend 100 digitalen Stufen) wären es max. 4,7kHz PWM-Dimmfrequenz. Die jeweils doppelten Werte wären bei 1MHz Taktfrequenz zulässig, also max. 9,4kHz bei 1% Dimmauflösung und damit weit unter dem zulässigen Maximum des MIC3201.
Falls extremere Dimmverhältnisse gewünscht sind (z.B. 1000:1) sollte man nicht die gerundeten Werte des MIC3201-Assistors nehmen, sondern etwas genauer über den Kehrwert der Takfrequenz rechnen, womit man ggf. eine geringfügig größere maximale PWM-Dimmfrequenz erhält.
Nachgelegt: MIC3202 (25.12.2010)
Falls die maximal zulässige Versorgungsspannung des MIC3201 von 20V nicht ausreicht, erlaubt der MIC3202 nun bis zu 37V.
Alle anderen Eigenschaften (einschließlich dem Pinout) sind im Wesentlichen dieselben.
Lediglich die Enable-Zeit beträgt statt 300µs nun 30µs.
Auch gibt es eine Variante MIC3202YME mit "Dithering". Das ist eine Modulation der Taktfrequenz um ±12%, um eventuelle elektrische Störungen im Frequenzspektrum zu verteilen ("Spread Spectrum"). Die Version ohne "Dithering" heißt MIC3202-1YME.
Weiter nachgelegt: MIC3203 (25.12.2010)
Und falls 37V Versorgungsspannung und 1A LED-Strom des MIC3202 immer noch nicht reichen, gibt es schließlich den MIC3203, einen LED-Treiber-Controller, der zusätzlich einen Leistungs-MOSFET benötigt, um damit bei bis zu 42V Versorgungsspannung (fast) beliebige LED-Ströme zu treiben.
Im Blockschaltbild des Datenblatts sind alle wichtigen Details aufgezeigt:
Auch hier steht eine Ausführung MIC3203YM mit "Dithering" und ein MIC3203-1YM ohne "Dithering" zur Verfügung. Das fehlende "E" in der Typenbezeichnung sagt aus, dass das SOP-8 keinen integrierten Kühlkörper hat, der bei einem Controller ja auch überflüssig wäre.
Desweiteren beträgt die minimale Versorgungsspannung des MIC3203 nun 4,5V (statt 6V bei MIC3201 und MIC3202) und die maximale Taktfrequenz beträgt 1,5MHz (statt 1MHz).
MIC320x-Assistor zur Dimensionierung (19.12.2010)
Passend zu den beiden neueren LED-Treibern MIC3202 und MIC3203, aber auch zum MIC3201 steht nun im Download-Bereich ein neuer MIC320x-Assistor zur Verfügung (derzeit nur in Englisch), damit das Dimensionieren der Schaltung locker von der Hand geht.
Wie weiter oben ist das ebenso nur eine Grafik:
Der MIC320x-Assistor lässt sich erst verwenden, nachdem er heruntergeladen und entzippt wurde.
Die Bedienung ist dieselbe wie beim MIC3201-Assistor, nur dass jetzt eine Auswahlmöglichkeit zwischen den einzelnen Bausteinen dazugekommen ist, um deren unterschiedlichen Eigenschaften im Programm berücksichtigen zu können.
Timer-555-Tipps für obige Vorschläge (15.2./11.10.2005)
Je nach CMOS-Timer-555-Hersteller auch bis zu 3V mehr
Die maximal zulässige Versorgungsspannung des CMOS-Timers-555 reicht bei der im Schaltplan angegebenen Ausführung TLC555 von Texas Instruments oder dem kompatiblen LMC555 National Semiconductor bis 15V.
Beim ebenfalls kompatiblen ICM7555 von Hersteller Harris/Intersil und Maxim sind es laut Datenblatt immerhin bis zu 18V ("aktuelle" Ausgabe 11/1992, wobei Maxim in der Online-Übersicht dagegen nur 16,5V nennt).
D.h., bei geeignetem MOSFET (Gate-Source-Spannung ±20V) könnte die Versorgungsspannung der gesamten Schaltung auch bis 18V gehen, also ließen sich dann ggf. bis zu 4 Stk. 1W-Luxeon™-LED treiben.
Jedoch Vorsicht: Die namensgleiche Version ICM7555 von Philips lässt dagegen nur 16V zu, was aber für 4 Stk. 1W-Luxeon™-LEDs auch noch reicht.
TS555 von ST (Ergänzung vom 15.2.2005)
Der weniger bekannte TS555 von ST ist auch eine CMOS-Version bis max. 16V Versorgungsspannung (laut Datenblatt 2003; laut Datenblatt 1999 dagegen noch bis max. 18V).
Getestet habe ich allerdings nicht alle genannten verschiedenen CMOS-Timer-555-Hersteller, sondern bisher nur den ICM7555 von Harris/Intersil und den TLC555 von TI.
Offensichtlich gibt es auch sonst einige technische Unterschiede zwischen den einzelnen Herstellern. Der Harris/Intersil-Baustein z.B. hat neben seinem größeren Versorgungsspannungsbereich im Vergleich zum TI-Baustein auch keine Schwingneigung beim Triggern.
Deshalb habe ich für den TLC555 nun noch den Kondensator C4 in die Schaltung eingefügt, der beim ICM7555 nicht nötig ist (aber auch nicht schadet).
Achtung: Das sind 100pF und nicht 100nF (wie C3 gleich daneben)!
MIC1555 und MIC1557 von Micrel
(Ergänzung vom 11.10.2005/22.2.2009)
Micrel bietet unter den Typenbezeichnungen MIC1555 und MIC1557 die so genannten IttyBitty™-Timer/Oszillator-Bausteine an, die eigentlich[4] nichts anderes sind, als CMOS-555-Derivate, bei denen nicht alle Pins herausgeführt sind. Dafür gibt es diese Bausteine im lupenkleinen SOT-23-5-Gehäuse.
Falls man ein solches Gehäuse löttechnisch noch sicher im Griff hat (im wahrsten Sinne des Wortes), sind diese beiden Bausteine (zulässige Versorgungsspannung 2,7V bis 18V) in den obigen 555-basierenden LED-Treiber-Vorschlägen mit zusätzlichem Transistor auch geeignet und zwar der MIC1555 dort, wo der Reset-Eingang nicht benötigt wird (Version mit P-Kanal-MOSFET) und der MIC1557 dort, wo der Trigger- und der Threshold-Anschluss miteinander verbunden sind (Version mit N-Kanal-MOSFET).
Wenn man ausschließlich auf solch kleine Gehäuse steht, kommt von Micrel noch der IttyBitty™-Comparator MIC6270 in Frage, allerdings benötigt man dann zwei dieser Bausteine anstatt einem LM393.
Noch habe ich die IttyBitty™-Bausteine in obigen Vorschlägen nicht selbst eingesetzt, werde es aber bei Gelegenheit nachholen.
[3] Die minimale Versorgungsspannung für den LM317L beträgt 4,2V.
[4] Beim MIC1555 hat THR Vorrang gegenüber TRG. Bei den Standard-555-Timern (sowohl bipolar als auch CMOS) ist es umgekehrt (TRG hat Vorrang)!
Beim MIC1557 liegt die Schaltschwelle von /RESET bzw. CS bei ca. 50% der Versorgungsspannung, hat aber keine Vs/3 Hysterese, wie man aus den Datenblattangaben schließen könnte.
Die erzielbaren Ausgangsströme der Micrel-Bausteine sind geringer als bei den Standard-CMOS-555-Timern, reichen aber zum sauberen Ansteuern von MOSFETs solange deren Gate-Eingangskapazität nicht viel über 500pF liegt.
[5] Beim MIC3201 kann man streng genommen nicht von PWM reden, bei der die Taktfrequenz unabhängig von anderen Parametern konstant wäre.
[6] z.B. je nach gewünschter Versorgungsspannung +UµC mit einem kleinen MIC5233-5.0YM5 oder MIC5233-3.3YM5; dann den zulässigen Laststrom und die entstehende Verlustleistung im LDO beachten!)